Предрегуляторы в лабораторных блоках питания. Простые схемы

Известно, что мощные аналоговые полупроводниковые регулируемые стабилизаторы (здесь и далее - РС) выходного напряжения, применяемые в лабораторных блоках питания (далее ЛБП), энергетически неэффективны ввиду принципа своего действия, моделирующего работу обычного мощного двухкомпонентного регулируемого делителя с обратной связью по напряжению (току), где первым компонентом делителя является мощный регулирующий элемент (РЭ), вторым - нагрузка, включенная последовательно с регулирующим элементом.

РЭ стабилизатора поддерживает необходимое напряжение на нагрузке, обеспечивая падение избыточного напряжения на собственных полюсах (если рассматривать РЭ как двухполюсник), рассеивая при этом мощность, которая зачастую превышает мощность, потребляемую нагрузкой. КПД подобных стабилизаторов является крайне низким и зависимым от распределения мощности между нагрузкой и РЭ. Падение избыточного напряжения на РЭ даже при незначительных токах, проходящих через него, превращают РЭ фактически в нагревательный элемент и поэтому трудно представить ЛБП без громоздких радиаторов охлаждения. 

↑ Введение

Решений для снижения рассеиваемой мощности на РЭ по факту за все время существования ЛБП нашлось не так и много. Это 1) ручная или автоматическая коммутация вторичных обмоток трансформатора; 2) импульсные предварительные регуляторы напряжения (предрегуляторы, далее ИПРН), отслеживающие падение напряжения на РЭ. Т.е., практических (экономически пригодных) решений, применяемых до сегодняшнего дня, всего – 2! Ну, если не считать экзотических балластных схем с всевозможными вариантами применения коммутируемых емкостей, реостатов, магнитных регуляторов (и такие схемы встречались). Так же к экзотике следует отнести и многокаскадные аналоговые предрегуляторы с собственными РЭ, где рассеиваемая мощность равномерно распределялась между всеми РЭ. При этом, понятно, КПД устройства в целом не улучшался при общем, правда, повышении надежности и эксплуатационных свойств такого ЛБП.

В технической популярной литературе на протяжении многих лет было опубликовано немало интересных схем ЛБП с ИПРН, которые превосходили классические ЛБП в массогабаритных и температурных показателях, благодаря высокому (0,85…0,9) КПД. При этом комбинация ИПРН+РС обеспечивает качество выходных параметров (коэффициент стабилизации, коэффициент подавления пульсаций) на уровне классических ЛБП.

Еще один положительный момент использования ИПРН – возможность применения в качестве РЭ РС относительно низковольтных мощных транзисторов и интегральных регулируемых стабилизаторов (ИРС) при практически любом значении напряжения на входе связки ИПРН+РС. Собственно ИПРН практически является DC-DC или AC-DC преобразователем (с широтно-импульсным или ключевым регулированием), отслеживающим не выходные параметры (фидбэк по напряжению или току), а падение напряжения на РЭ РС. Уровень падения напряжения задается компонентами фидбэка ИПРН и выбирается в зависимости от примененного (в качестве РЭ РС) транзистора и условий нормальной работы схемы РС.

При использовании современных транзисторов в качестве (с малым значением напряжения насыщения К-Э) РЭ и ИПРН с соответствующими порогами слежения, падение напряжения на РЭ может поддерживаться от 0,8В. В большинстве любительских схем с ИПРН в различных комплексных схемах, падение напряжения на РЭ РС выбирается в диапазоне 1,2В…2,5В, что так же является неплохим показателем (с учетом относительной простоты конструкций). В первом случае используются относительно сложные схемы фидбэков с диапазоном слежения в десятые доли вольта, во втором, - более простые, построенные на оптронах, диапазон слежения которых определяется свойствами светодиода оптрона и токовой чувствительностью схемы, управляемой фототранзистором (фотодиодом, фоторезистором) оптрона.

Несмотря на то, что через светодиод оптрона протекает ток больший на пару порядков (единицы или доли миллиампера), чем в аналогичных цепях более сложных устройств, выполненных на транзисторах или ОУ (единицы микроампер), оптронные цепи не оказывают шунтирующего влияния на РЭ и не ухудшают основных свойств РС при правильном подборе компонентов цепи. В данной статье будут рассмотрены именно «оптронные» модификации ИПРН, т.к. именно они являются самыми простыми, не требующими большого количества компонентов, позволяющие реализовать компактные и эффективные ЛБП с большим диапазоном выходных напряжений.

↑ ИПРН тип 1

Самый простой и эффективный из них является импульсным стабилизатором релейного типа (структурная схема на рис.1), содержащим оптрон [1], отслеживающий падение напряжения на РЭ ИРС [4]; драйвер нижнего уровня или любого другого порогового устройства, способного управлять силовым ключом [2]; узел перекачки энергии (далее - УПЭ) [3], состоящий из силового ключа, демпферного диода, дросселя и конденсатора. При этом ИПРН и РС образуют релаксационную систему с ШИ-, частотным или комбинированным регулированием, где частота коммутации силового ключа зависит от параметров компонентов УПЭ (индуктивность дросселя, емкость конденсатора), входного и выходного напряжения, тока нагрузки.

рис.1

Как видно, коммутация в данном случае происходит в разрыве минусового провода схемы. Для коммутации в плюсовом проводе (что, быть может, в некоторых случаях удобнее) построение ЛБП может быть таким, как на рис.2, где использован драйвер верхнего уровня [2].

рис.2

↑ ИПРН тип 2

Ко второму типу можно отнести ИПРН с адаптивным ШИ-регулятором (рис.3), где использован задающий генератор [5] с фиксированной частотой и максимальной длительностью собственных выходных импульсов, время которых регламентируется работой оптрона [1].

рис.3

Последовательностью «урезанных» по времени импульсов (в процессе регулирования) управляется драйвер [2]. Такой же способ ШИ-регулирования использован и в схеме ИПРН на рис.4, где изменена схема УПЭ: использован двухуровневый (полумостовой) драйвер управления ключами [2], а нижний по схеме ключ в данном случае является демпфером, уменьшающим потери при коммутации (по сравнению с «диодным» демпфированием).

рис.4

Весьма проста схема ИПРН, выполненная на «профессиональной» МС с ШИМ (на рис.5) с встроенным в МС драйвером, рассчитанным на использование MOSFET [6].

рис.5

Еще более привлекательной может оказаться схема на рис.6, где узел ИПРН с ШИ-регулированием выполнен в «горячей» части ЛБП в виде полумостового прямоходового преобразователя. При этом УПЭ [4] дополнен компонентами собственно преобразователя.

рис.6

Топология самого преобразователя может быть обратноходовой («трансформатор» ОХП является, в общем-то, накопительным дросселем), однако, варианты с обратноходовыми преобразователями пока не испытывались.

В случае, если прототипы ЛБП, структура которых изображена на рис.1-рис.5 планируется использовать с внешними ИИП, возможно использование импульсной последовательности этого ИИП для коммутации ИПРН, как это показано на рис.7.

рис.7

Импульсы снимаются с вторичной обмотки ИИП и через дополнительный трансформатор с необходимым коэффициентом трансформации и подаются на любой формирователь импульсов [5] с максимальным коэффициентом заполнения), включенный вместо генератора (применяемого в схемах на рис.3,4,6). Для целей съема тактовых импульсов с вторичной обмотки ИИП можно применить и бестрансформаторные узлы (на оптроне, например), которые в данной статье не рассматриваются, т.к. мною не разрабатывались.

↑ Плюсы и минусы типов ИПРН, приведенных на структурных схемах (рис.1-рис.7)

ИПРН на базе ключевого (релейного) импульсного стабилизатора является одним из самых неприхотливых в плане используемых компонентов в УПЭ, т.к. схема некритична, например, к индуктивности накопительного дросселя. Изменение индуктивности дросселя приведет лишь к изменению частотного диапазона при регулировках выходных параметров ЛБП. Т.к. нижняя граница диапазона частоты коммутации может составить единицы килогерц, а накопительный дроссель является еще и элементом фильтра, индуктивность и габариты дросселя в этом случае должны быть увеличены в 1,8…2,5 раза по сравнению с теми же параметрами дросселя, используемого в составе ШИ-регулируемого ИПРН.

В ШИ-регулируемом ИПРН дроссель должен быть спроектирован с учетом частоты коммутации, разницы между уровнями напряжений на входе и выходе ИПРН, коммутируемого тока. Отсюда - несметное количество нюансов по расчету индуктивности дросселя. Во всех доступных мне источниках по проектированию чопперных преобразователей (чем, по сути, и является ИПРН) с различными способами регулирования (релейные или ШИМ – все равно), не нашлось методик для расчетов дросселей для импульсных понижающих стабилизаторов с широким диапазоном выходных напряжений. Как правило, индуктивности дросселей рассчитываются под фиксированные выходные напряжения стабилизатора (с учетом небольших отклонений входного напряжения).

Поэтому при проектировании дросселя ИПРН следует обращать внимание на сведение к минимуму вероятности прерывания тока в различные моменты изменения выходных параметров ЛБП (ток нагрузки, выходное напряжение). Сам я предпочитаю в большинстве случаев экспериментальный подход к подбору параметров дросселя. Иногда гораздо быстрее осуществить подбор, чем произвести расчет (за некоторым исключением), тем более, что тип магнитопроводов зачастую неизвестен, т.к. в основном добывается из б/у оборудования.

Методики определения магнитных свойств магнитопроводов широко описаны в соответствующей литературе, так же, как и методики проектирования дросселей. 

↑ Практическая принципиальная электрическая схема №8 простейшего ИПРН с коммутацией по минусовому проводу

приведена на рис.8.

рис.8

В качестве РС применен интегральный стабилизатор (U2), использование которого в связке с ИПРН является наиболее предпочтительным, как с технической, так и с экономической точки зрения (относительно РС на дискретных компонентах).

Преимущества интегральных РС выражаются в 
1) минимуме внешних компонентов;
2) дешевизне относительно транзисторных РС;
3) в меньших временных затратах на проектирование;
4) в более высоких эксплуатационных характеристиках интегральных РС (коэффициент стабилизации, коэффициент подавления пульсаций; отсутствие всевозможных проблем, связанных с неправильным проектированием собственно дискретного РС: фон, самовозбуждение).

Кроме того, практически все современные интегральные РС снабжены технологией LowDrop, допускающей нормальную работу стабилизатора при малом падении на-пряжения, не превышающем 1,2В (типовое значение для К142ЕН22, LT1084, LM338) на встроенном РЭ. При использовании интегральных РС в связке с ИПРН, вопрос о предельных значениях напряжения собственно РС отпадает. Все очень просто: уровень напряжения между электродами Adj и Vout не превышает значения Vref (максимальное значение 1,29В); падение напряжения между входом (Vin) и выходом (Vout) интегрального РС не превысит значения, выбранного для ИПРН (1,2В…1,8В).

Решающим фактором для РС при таком раскладе являются его токовые параметры и допустимая мощность прибора. Это обстоятельство допускает использование РС при любом напряжении на входе ЛБП (ИПРН+РС). В качестве «датчика» падения напряжения на РС применен оптрон VO1, который следует выбирать с наименьшим значением падения напряжения на светодиоде.

Так, для оптрона PC817 это значение может составлять 1,4В при токе 20мА. Чувствительность же самой схемы (оптрон – пороговое устройство) может быть значительно выше и срабатывать гораздо ранее достижения тока через светодиод оптрона значения «полного зажигания». Экспериментально подтверждено, что открывание фототранзистора оптрона начинается от десятых долей миллиампера. Т.е., мощность рассеивания на РС (U2) можно уменьшить, снижая порог срабатывания ИПРН практически до типового значения для конкретного РС, с помощью, например, балластного сопротивления R5.

Для РС (как интегральных, так и дискретных), не оснащенных технологией «LowDrop», нормальная работа стабилизатора гарантирована при более высоких значениях падения напряжения на РЭ. Для подбора значения напряжения срабатывания ИПРН, последовательно со светодиодом оптопары включаются диоды (наборы диодов, светодиоды). VD1 в данном случае предназначен для защиты светодиода от обратного напряжения, но и, конечно, увеличивает напряжение порога срабатывания. Защиту светодиода от обратного напряжения можно обеспечить и встречно-параллельным включением диода относительно светодиода оптрона.

Работа связки ИПРН+РС

происходит следующим образом. При включении питания по цепи +Vin схемы напряжение подается на вход «in» интегрального РС и через балластное сопротивление R2 на параметрический стабилизатор (транзистор Q1), питающий драйвер TC4420 (U1) c неинвертирующим выходом. Исходное состояние входа драйвера, снабженного триггером Шмитта, - высокое, в результате подачи на вход In (вывод 2) высокого уровня через резистор R1 (напряжение пита-ния U1). Высокий уровень напряжения на выходе драйвера (относительно минусо-вого провода питания -Vin) прикладывается к затвору транзистора Q2, отпирая его. При этом через исток-сток Q2 и дроссель (L1) происходит запитывание схемы РС. Но только – до достижения на Vin/Vout U2 заданного уровня напряжения (1,5В, например), после чего произойдет зажигание светодиода оптрона VO1, его транзистор откроется, замыкая вход In U1 на –Vin, обеспечивая таким образом на выходе драйвера низкий уровень напряжения, запирающий Q2.

Т.к. компоненты УПЭ (L1, C5) накапливают и отдают энергию в нагрузку не мгновенно, требуемое значение напряжения на Vin/Vout U2 какое-то время присутствует после запирания Q2. При спаде уровня на Vin/Vout U2 транзистор оптрона VO1 запирается и вновь открывается Q2, начиная новый цикл. Как видно, использование оптрона значительно удешевляет схему и придает ей компактность, т.к. в данной схеме отсутствуют более сложные (чем оптрон) узлы преобразования уровня, что является важным при большом входном напряжении. Как и было написано выше, частота коммутации в схеме ИПРН с релейным принципом работы будет зависеть от множества факторов: входное / выходное напряжение, индуктивность дросселя L1, емкость конденсатора C5, ток нагрузки, и может варьироваться от единиц до нескольких десятков килогерц.

Для уменьшения частотного диапазона, для дросселей в таких схемах следует применять магнитопроводы больших габаритов, относительно тех, что применяются в ШИ-регулируемых схемах. В моем случае при экспериментах с подобными (в т.ч. и этой) схемами использовались исключительно кольцевые магнитопроводы различных габаритов от компьютерных БП (в основном – сердечники дросселей групповой стабилизации - ДГС) и от дросселей фильтров импульсных усилителей (схожих, кстати, по габаритам с сердечниками ДГС, но имеющими меньшие потери). Количество витков дросселя должно зависеть от входного напряжения. В моем случае количество витков соответствовало числовому значению напряжения. Так, например, ИПРН с входным напряжением 60В снабжался дросселем с 60-ю витками обмотки. Количество витков могло быть и просто кратным - с отношением 60 Вольт/45 витков, - в зависимости от типа магнитопровода число витком подбиралось индивидуально по качеству коммутации и диапазону частот, по нагреву дрос-селя или ключа.

Минимального диапазона частот (и это абсолютно нормально для релейного типа автогенератора), которого удалось достичь в процессе изменения выходного напряжения и токов нагрузки данного или аналогичного ЛБП, - 10,5кГц…24кГц. С неоптимизированными дросселями максимальный разброс частот составлял 6кГц…27кГц, что, в общем-то, то же – неплохо. Индуктивность дросселей, используемых при различных входных напряжениях в ключевых (релейных) типах ИПРН варьировалась от 22мкГн до 1мГн. В данной схеме (рис.8) коммутация производится по минусовому проводу.

↑ Схема № 9 ЛБП с коммутацией по плюсовому проводу

рис.9

Схема ЛБП, изображенная на рис.9 так же проста, как и предыдущая схема, но коммутация осуществляется по плюсовому проводу, в качестве порогового устройства применен драйвер верхнего уровня IR2125.

По свойствам и принципам работы схемы на рис.8. и рис.9 аналогичны.

↑ Схема 10

ИПРН в схеме ЛБП на рис.10 так же относится к типу релейных стабилизаторов, но собран он на полумостовом драйвере, и содержит пару полевых транзисторов, нижний из которых (Q2) является демпфером для паразитных высокоамплитудных выбросов, возникающих при коммутации на обмотке дросселя L1 (в предыдущих схемах в качестве демпфера были использованы высокоскоростные диоды).

рис.10

↑ Схема 11

Если в схему на рис.10 добавить генератор последовательности положительных импульсов с 98% заполнения на таймере LM555 и «урезать» их длительность оптроном в нужный момент, то получится схема с адаптивным ШИ-регулированием, как в схеме на рис.11. таким же образом можно ввести ШИ-регулирование в устройствах на рис.8, рис.9.

рис.11

↑ Схема 12

С добавлением генератора все примененные в схемах компоненты при такой модернизации остаются неизменными. При необходимости синхронизации в внешним ИИП, примененным в качестве источника питания для ЛБП, можно тактировать ИПРН импульсами данного ИИП, подав импульсы с любой из вторичных обмоток через переходной трансформатор на формирователь импульсов ИПРН (U2 в данном случае), как это показано на схеме, изображенной на рис.12.

рис.12

Какими бы ни были импульсы по амплитуде и длительности, коэффициент трансформации Т1 всегда можно подобрать (рассчитать) в нужном соотношении, а одновибратором (U2) «вытянуть» длительность импульсов до максимального заполнения.

↑ Схемы №13 - №16 на MC34063

рис.13

Несложные ЛБП представлены на рис.13…рис.16. Выполнены они на популярных микросхемах MC34063. Универсальность MC34063 допускает ее использование в различных включениях без особых усложнений схем при этом. В схеме на рис.13 MC34063 запитана стабилизированным напряжением +12В, "усилена" транзисторами Q1, Q2 для работы с напряжениями, превышающими рабочие напряжения и токи встроенных собственных силовых ключей. Причем, транзистор Q1 управляется эмиттерным током, а ток базы Q2 задается резистором R2. ШИ-регулирование осуществляется по входу токовой защиты микросхемы iPK (вывод 7) транзистором оптрона VO1, который замыкает вход iPK на общий провод. При управлении входом iPK работа микросхемы больше похожа на работу классического ШИМ. Несмотря на классификацию MC34063, как ШИМ, фактическое регулирование все же является комбинацией модуляциии частоты и ширины импульсной последовательности при использовании для управления входа –VIN (вывод 5).

рис.14

На рис.14 ШИ-управление осуществляется по входу –VIN. В обоих случаях неиспользуемые управляющие входы можно задействовать для организации какого-либо типа защиты, что сделать достаточно просто.

рис.15

В схеме на рис.15 транзистор Q1 управляется базовым током по выходу SWE (вывод 2). Схема на рис.16 выглядит еще менее сложной за счет включения ключа Q1 ИПРН в минусовую цепь питания ЛБП.

рис.16

↑ Схема №17 на UC3843

Микросхема UC3843 менее универсальная, нежели МС34063, но обладает умощненным выходом для управления MOSFET, парой входов управления, входом защиты, а схема ИПРН на базе UC3843 не уступает по простоте схеме ИПРН с использованием МС34063. Схема ЛБП с применением UC3843 показана на рис.17.

рис.17

Включение микросхемы практически стандартное и даже задействован вход токовой защиты iSEN (вывод 3). В остальном схема не хуже и не лучше предыдущих, а токовую защиту именно ключа ИПРН можно организовать во всех показанных схемах без особых проблем (фактор, достойный внимания при проектировании подобных устройств).

↑ Схема №18 с оптронным драйвером

рис.18

Вариант еще одного простого ЛБП с релейным типом ИПРН показан на рис.18 и выполнен он на оптронном драйвере HPCL3120 в полумостовой топологии. R7, VD2, C3 образуют бутстрепную цепь питания затвора транзистора Q1. Диод VD1 обеспечивает защиту затвора этого транзистора в момент, когда его затвор скоммутирован транзистором Q3 на общий провод и присутствует риск повреждения участка исток-затвор обратным напряжением (если в МОСФЕТе не присутствует встроенных элементов защиты).

Транзистор Q3 является инвертирующим элементом, запирая транзистор Q1 при зажигании светодиода оптрона в момент достижения заданного уровня напряжения на IN/OUT интегрального РС. В этот же момент высоким уровнем на выходе оптрона открывается транзистор Q2. Резистор R5 образует ПОС, улучшающей крутизну фронтов и спадов импульсов. Диапазон частот коммутации с дросселем 150мкГн и различными выходными параметрами (от режима холостого хода до нагрузки мощностью 1Вт…50Вт) составил 7,5кГц…35кГц.

↑ Практическая схема №19, аналог китайского ЛБП типа YG-1502DD

Практическая схема, разработанная для замены штатной начинки одного из клонов популярного китайского ЛБП типа YG-1502DD, представлена на рис.19.

рис.19

Параметры представленного на схеме (рис.19) ЛБП.
Входное напряжение +45В (+60В)
Выходное напряжение 0...40В
Регулировка лимита тока / отсечки 10мА...5А
Уровень напряжения на In/Out U5 не более 1,5В
Максимальная мощность, рассеиваемая на корпусе интегрального стабилизатора, не более 7,5Вт при токе 5А при любом выходном напряжении.
Уровень пульсаций на выходе, измеренный при мощности нагрузки 48Вт (+12В/4,0А), не более 5мВ.

ИПРН ЛБП выполнен по классической релейной схеме с полумостовой топологией и адаптивным ШИ-регулированием. Узел ИПРН содержит полумостовой драйвер IR2104 (U1), силовые ключи IRF540 (Q1, Q2), накопительный дроссель L1. Последовательная работа силовых ключей Q1, Q2 регламентируется сменой логических со-стояний входа IN U1 (вывод 2 IR2104) посредством подачи на него тактовой импульсной последовательности с частотой 27кГц и заполнением импульсов 98% с выхода генератора на таймере LM555 (вывод 3 U4). Оптрон VO1 выполняет функцию ШИ-регулирования укорачивая тактовые импульсы в процессе отслеживания падения напряжения на In/Out интегрального стабилизатора U5. ИПРН снабжен двумя типами защиты - от общего перегрева силовых компонентов ЛБП (Q1, Q2, U5 - установлены на общем радиаторе); от превышения уровня напряжения на In/Out U5. В первом случае использован термостат с нормально разомкнутым контактом и t=65C, во втором, узел на оптосимисторе МОС3020 (VO2), порог срабатывания которого выбран выше на 2В порога срабатывания узла слежения на VO1 (1,5В). Оптосимистор и контакт термостата включены параллельно относительно друг друга - к входу SD (вывод 3) драйвера U1, переводя его при срабатывании в состояние низкого логического уровня. При этом затворы ключей Q1, Q2 обесточиваются. Микросхема драйвера IR2104 может быть заменена на IR2184 - с лучшими параметрами и аналогичным IR2104 функционалом, но с иной цоколевкой, или на IR2111, не имеющую входа SD.

Интегральный РС выполнен на микросхеме КР142ЕН22А с регулировкой выходного напряжения переменными резисторами PR9 (грубая настройка), PR6 (подстройка) или переключателем S2.1 фиксированных уровней напряжения +4,2В/+6В/+9В/+12В/+15В, значения которых можно изменить при необходимости подстроечными резисторами PR7/8/10/11/12. S2.2 коммутирует светодиоды, указывающие выбранное фиксирование значение напряжения. Узел регулировки токового лимита состоит из датчика тока на низкоомном резисторе R22, сдвоенного ОУ LM358 (U6), оптронов VO3, VO4, транзистора Q4. На U6.1 собран предварительный усилитель постоянного тока (УПТ), создающий на выходе уровень напряжения (калибруемый подстроечным резистором PR5) для электронного вольтметра и для УПТ на U6.2, управляющего током светодиода оптрона VO4, фототранзистор которого управляет током базы транзистора Q4, подключенного к Adj U5.

Оптрон VO3 управляется оптроном VO4 и при замкнутом контакте кнопки S1 образует совместно с VO4 защелку токовой отсечки, срабатывающую при заданном токе, обесточивая выход ЛБП до размыкания контакта. При разомкнутом контакте узел работает в режиме плавного ограничения тока. Регулировка лимита тока производится переменным резистором PR1. Триммером PR3 производится подстройка чувствительности оптронной схемы в режиме токовой отсечки. Светодиод HL1 индицирует срабатывание узла. Относительная сложность схемы узла токового ограничения и отсечки окупается способностью точного поддержания лимита от 10мА. Все микросхемы ЛБП (кроме U5) запитаны напряжением +12В от параметрического стабилизатора на транзисторе TIP22 (Q3).

Для регулировки выходного напряжения от нуля создана дополнительная цепь питания с уровнем отрицательного напряжения в точке -Vd= -1,4В, питающая, через цепи регулировки напряжения и узла лимита тока, вход Adj U5.

Схема ЛБП легко масштабируется и способна работать с источниками питания, имеющими выходные параметры, превышающие указанные для данной схемы и могут быть ограничены только электрическими параметрами силовых компонентов ИПРН, электролитических конденсаторов, установленных в цепях питания, сопротивлениями резисторов R7, R8, и транзистора Q4.

Все схемы, показанные на рис.8...рис.18 отработаны в макете и показали отличные результаты при входных напряжениях до 80В даже при отсутствии должной компоновки и разводки компонентов схем. При размещении схем на печатных платах, результаты не будут хуже. При испытаниях ток нагрузки не превышал 5А.

ЛБП, выполненный по схеме на рис.19 был собран на перфорированной макетной плате и внедрен в один из корпусов от китайского ЛБП типа YG-1502DD. До окончательной сборки был успешно проверен в работе со всеми указанными на схеме драйверами (U1...U3). Для IR2111 узел защиты не разрабатывался. В финальной версии использован драйвер IR2104.

↑ Схема №20

На рис.20 показан возможный вариант ЛБП с обратноходовым ИПРН в "горячей" части на микросхеме TOP249.

рис.20

К сожалению, этот вариант пока не реализован даже в макете.

↑ Схемы ЛБП с ИПРН, когда либо опубликованные в различных источниках (для примера и сравнения):

Доп. схема 1

Доп. схема 2

Доп. схема 3

Доп. схема 4

Доп. схема 5

Доп. схема 6

↑ Итого

Статья написана весьма кратко, учитывая почти десяток лет фрагментарной (в зависимости от собственных потребностей и возможностей) работы в этом направлении.
Буду рад, если идеи, представленные в статье кому-то пригодятся.

Спасибо за внимание!

Камрад, рассмотри датагорские рекомендации

🌼 Полезные и проверенные железяки, можно брать

Опробовано в лаборатории редакции или читателями.

Трансформатор R-core 30Ватт 2 x 6V 9V 12V 15V 18V 24V 30V

Паяльная станция 80W SUGON T26, жала и ручки JBC!

Отличная прочная сумочка для инструмента и мелочей

Хороший кабель Display Port для монитора, DP1.4

---

Конденсаторы WIMA MKP2 полипропилен

Трансформатор-тор 30 Ватт, 12V 15V 18V 24V 28V 30V 36V

SN-390 Держатель для удобной пайки печатных плат

Панельки для электронных ламп 9 пин на плату, керамика

---